Esta guía de aplicación describe el principio básico del análisis de redes de baja frecuencia mediante la introducción del analizador de redes. Aquí presentamos principalmente la medición simple de dispositivos de 2 puertos de baja frecuencia, la tecnología de detección de alta impedancia y la medición de gran atenuación.

Configuración de medición básica de 50 Ω DUT

En primer lugar, para la configuración del uso del analizador de redes de baja frecuencia para medir las características de transmisión de dispositivos de 2 puertos, presentamos brevemente el método de conexión de los dispositivos típicos bajo prueba. El primer caso es medir las características de respuesta de transmisión de dispositivos de 50 Ω, como filtros y cables. La Figura 2 muestra la configuración de dichas pruebas utilizando el puerto de prueba de fase de ganancia del instrumento. El receptor de canal r (VR) se utiliza para medir el voltaje de salida de la fuente de excitación en la impedancia del sistema de 50 Ω (el voltaje de la señal de entrada de la línea de transmisión de 50 Ω), y el receptor de canal t (VT) es se utiliza para medir el voltaje de la señal de salida después de la transmisión a través del dispositivo probado, y luego el instrumento calcula la relación de voltaje medida (VT / VR) para obtener el coeficiente de transmisión S21.

La Figura 3 muestra la configuración de medición con el puerto de prueba del parámetro S del instrumento. Hay varios puentes direccionales incorporados detrás del puerto de prueba del parámetro S, por lo que no es necesario usar el separador de energía en la configuración de medición de acceso externo en la Figura 2. En la mayoría de los casos, el puerto de prueba del parámetro S se usa para medir las características de respuesta de transmisión de dispositivos de 50 Ω. Tecnología Shide: principio de medición de capacitancia - parámetros de prueba Capítulo 8} La Figura 3 es la configuración de medición con el puerto de prueba del parámetro S del instrumento. Hay varios puentes direccionales incorporados detrás del puerto de prueba del parámetro S, por lo que no es necesario usar el separador de energía en la configuración de medición de acceso externo en la Figura 2. En la mayoría de los casos, el puerto de prueba del parámetro S se usa para medir las características de respuesta de transmisión de dispositivos de 50 Ω.

Para probar las características de respuesta de transmisión de la mayoría de los dispositivos de 50 Ω, utilice el puerto de prueba del parámetro S del instrumento. Sin embargo, para la medición de dispositivos de atenuación grandes, por ejemplo, cuando se mide la impedancia de un convertidor CC-CC y un capacitor de derivación de gran capacitancia con solo un nivel de miliohmios, generalmente es necesario adoptar el método de medición de derivación. Esta medición de las características de respuesta de la transmisión debe medirse utilizando el puerto de prueba de fase beneficiosa del instrumento en lugar del puerto de prueba del parámetro S. En este caso, la estructura de tierra semiflotante del receptor del puerto de prueba de fase de ganancia puede evitar el error de medición en el rango de baja frecuencia, que es causado por el bucle de tierra del cable de prueba entre la fuente de señal de excitación y el receptor (descrito en detalle). más tarde).

Fig. 2 configuración de medición para medir el coeficiente de transmisión del dispositivo de 50 Ω bajo prueba usando el puerto de prueba de fase de ganancia

Fig. 3 configuración de medición para medir el coeficiente de transmisión del dispositivo de 50 Ω bajo prueba utilizando el puerto de prueba del parámetro S

Configuración básica de medición

DUT sin 50 Ω, ejemplo 1

Los dispositivos de 2 puertos de baja frecuencia suelen tener una impedancia distinta de 50 Ω y el circuito amplificador de baja frecuencia es un ejemplo típico. La Fig. 4 es un ejemplo de configuración de medición para medir las características de respuesta de frecuencia de un amplificador de baja frecuencia usando un puerto de prueba de fase de ganancia. La impedancia de entrada del dispositivo bajo prueba es muy alta y el puerto de salida está conectado a una carga ZL que no es de 50 Ω. Según los requisitos de la aplicación práctica, la impedancia de carga ZL puede ser una carga resistiva o una carga de reactancia.

El parámetro a medir es la función de transferencia de voltaje desde el puerto de entrada al puerto de salida del dispositivo bajo prueba, es decir, / out / / in. Diferente de la medición del coeficiente de transmisión del dispositivo de 50 Ω que se muestra en la Fig. 2 y En la Fig. 3, el receptor de canal r (VR) mide directamente el voltaje de CA en la impedancia de entrada Zin del dispositivo probado usando un método de detección de alta impedancia, en lugar de medir el voltaje en la impedancia del sistema de 50 Ω. Utilizando la detección de alta impedancia, el voltaje de salida (VOUT) se puede medir sin afectar la carga del dispositivo bajo prueba.

Según la frecuencia de medición máxima requerida, la impedancia de entrada de la sonda, la capacitancia de entrada de la sonda, etc. (que se presentarán más adelante), el receptor de medición de alta impedancia del instrumento se puede conectar con el dispositivo probado con un cable de medición coaxial o una sonda pasiva 10:1. Cuando se utiliza un cable de prueba coaxial, se utiliza un conector T.conector Se puede utilizar en el punto de detección del canal R. Para compensar la respuesta de frecuencia y el error de fase entre dos sondas o cables de prueba, es necesario calibrar la respuesta de paso colocando el punto de la sonda conectado con el canal T en el punto de prueba TPI y luego midiendo.

Figura 4 configuración del amplificador de medición utilizando el puerto de fase de ganancia (frecuencia máxima de medición de hasta 30 MHz)

Si desea medir la respuesta de frecuencia del amplificador a una frecuencia de medición superior a 30 MHz, o necesita usar una sonda con capacitancia muy pequeña para medir el amplificador, use una sonda activa para medir el puerto de prueba del parámetro S del instrumento. como se muestra en la Figura 5. A diferencia de la configuración en la Fig. 4, la medición de la relación aquí se basa en la impedancia de 50 Ω del receptor R1 en el instrumento, y la calibración de respuesta directa debe realizarse en el punto de prueba TP1 para poder correctamente mida la función de transferencia de voltaje / salida / / entrada. Si no se realiza la calibración de respuesta directa (o el paso no está conectado, como se muestra en la Figura 5), ​​la ganancia medida será 6 dB mayor que el valor correcto porque el voltaje de CA medido por el receptor de referencia interno de 50 Ω es solo la mitad del VIN.

Cuando se mide en un rango de alta frecuencia de más de decenas de MHz, conectar un pasamuros de 50 Ω al puerto de entrada del dispositivo bajo prueba puede evitar la onda estacionaria causada por la falta de coincidencia de impedancia entre la impedancia de 50 Ω del instrumento y la entrada alta. Impedancia del dispositivo bajo prueba. Sin embargo, conectar el pasamuros formará una ruta de señal en derivación entre el conductor central y la conexión a tierra del cable de medición, lo que puede producir errores de medición relacionados con el bucle de conexión a tierra al medir atenuadores grandes (como CMRR y PSRR), por lo que se debe prestar atención. . Si lo consideramos estrictamente, es mejor no conectar el pasante.

Figura 5, configuración del amplificador de medición utilizando el puerto de prueba del parámetro S y la sonda activa (frecuencia de medición máxima de hasta 30 MHz)

DUT sin 50 Ω, ejemplo 2

Higos. 6 y 7 son ejemplos de configuración para medir un dispositivo de 2 puertos, y la impedancia de entrada y salida del dispositivo varía desde cientos de Ω hasta 1 o 2 K Ω. Las aplicaciones típicas son los filtros pasivos de baja frecuencia, como los filtros cerámicos y los filtros LC. En estos ejemplos, la adaptación de impedancia se puede lograr conectando solo una resistencia en serie. La Figura 6 muestra la configuración de la prueba utilizando el puerto de prueba de fase de ganancia. La relación VT/VR es el coeficiente de transmisión de la impedancia del sistema de 1 K Ω.

En la medición de algunos filtros, es necesario conectar un condensador de carga CL en paralelo con la resistencia de carga antes de realizar la prueba. Para evitar la influencia de los parámetros característicos del filtro en la medición, la capacitancia de entrada de la sonda de alta impedancia debe ser muy baja. Por lo tanto, el receptor de canal T de alta impedancia debe conectarse con una sonda pasiva 10:1 con una capacitancia de entrada de aproximadamente 10 PF. De lo contrario, si el dispositivo bajo prueba es sensible a la carga capacitiva, se debe medir en el puerto de prueba del parámetro S del instrumento con una sonda activa. Consulte la configuración del amplificador de medición que se muestra en la Figura 5.

Se pueden obtener resultados de medición equivalentes utilizando la resistencia interna de 50 Ω del canal T en lugar de la sonda de alta impedancia y conectando otra resistencia coincidente como se muestra en la Fig. 7. Esta configuración es más simple y tiene la ventaja de que la capacitancia del La sonda no se introducirá en el canal T. Sin embargo, esta configuración no es adecuada para medir filtros con una alta tasa de rechazo, porque la resistencia coincidente en serie reducirá el rango dinámico de la medición. En este caso, el rango dinámico disminuirá en 20 * log (50/1000) = 26 dB.

Fig. 6 configuración de medición del filtro pasivo if con sonda de alta impedancia (cuando el dispositivo probado no es muy sensible a la carga capacitiva)

Figura 7 configuración de medición del filtro pasivo si utiliza el puerto de entrada de 50 Ω del instrumento

Utilice la sonda para medir directamente en la placa de circuito.

El segundo ejemplo de aplicación es utilizar la sonda para medir directamente en la placa de circuito. Primero, mida las características de respuesta de frecuencia del circuito o dispositivo entre dos puntos de prueba en la placa de circuito probada. La Fig. 8 muestra cómo medir las características de respuesta de frecuencia del módulo de circuito 2 usando el puerto de prueba de fase de ganancia. Al utilizar dos sondas de alta impedancia para detectar en los puntos de prueba TP1 y TP2, las características de respuesta de frecuencia del módulo de circuito 2 se pueden medir directamente.

De manera similar a la configuración del amplificador de medición en la Figura 4, al conectar el receptor de alta impedancia del instrumento con el dispositivo probado, el cable de prueba coaxial o la sonda pasiva 10:1 se debe seleccionar adecuadamente de acuerdo con la frecuencia máxima de prueba, la impedancia de entrada de la sonda y la capacitancia de entrada de la sonda.

Figura 8 medición del dispositivo bajo prueba en la placa de circuito utilizando el puerto de prueba de fase de ganancia y dos sondas de alta impedancia (frecuencia máxima de prueba de hasta 30 MHz)

La frecuencia máxima de prueba del puerto de prueba de fase de ganancia del analizador de red vectorial e5061b es de 30 MHz. Si la frecuencia de uso de la sonda para medir los dispositivos en la placa de circuito excede los 30 MHz, la solución es conectar una sonda activa al puerto de prueba del parámetro S y luego completar la medición en dos pasos como se muestra en la Figura 9.

En primer lugar, el punto de sonda activo está en el punto de medición TP1 para medir las características de respuesta del módulo de circuito 1, y los resultados de la medición se almacenan como pistas de registro. Luego mida las características de respuesta generales de los módulos de circuito 1 y 2 en el punto de medición TP2 y almacene los resultados de la medición como pistas de datos. Finalmente, podemos usar el instrumento para calcular la pista de datos/pista de registro para obtener las características de respuesta de frecuencia del módulo de circuito 2.

Si el punto de sonda se calibra primero en el punto de medición TP1 y luego el punto de sonda se mide en el punto de medición TP2, también se pueden obtener resultados de medición equivalentes. De esta manera, las características de respuesta del módulo de circuito 2 con respecto al punto de referencia TP1 se pueden obtener directamente sin utilizar la función operativa de trayectoria.

Si las características de salida del dispositivo bajo prueba en el punto TP2 son sensibles a la capacitancia del punto TP1, las condiciones del dispositivo bajo prueba en el segundo paso serán ligeramente diferentes a las del primer paso y habrá errores en la medición final. resultados obtenidos del cálculo de los resultados de medición de estos dos pasos. Para minimizar el error de medición, como se muestra en la Fig. 9, solo en el segundo paso de la medición, es necesario conectar una capacitancia virtual C2 cuyo valor de capacitancia es aproximadamente equivalente a la capacitancia de entrada de la sonda activa. Una de las aplicaciones de este método de compensación de capacitancia es utilizar el método de medición de dos pasos anterior para medir el margen de fase del amplificador operacional de alta velocidad. Más adelante presentaremos un ejemplo de medición real.

Figura 9 dispositivos de medición en una placa de circuito usando una sonda de alta impedancia (frecuencia máxima de prueba de hasta 30 MHz)

Si el ajuste del ancho de banda (ifbw) para medición de baja frecuencia

Cómo configurar ifbw (ancho de banda de frecuencia intermedia) en la medición es uno de los problemas comunes que encuentran muchos usuarios de analizadores de redes de baja frecuencia. Generalmente se utiliza un ifbw más amplio para mediciones de alta frecuencia para obtener una velocidad de escaneo más rápida, pero se requiere un ifbw más estrecho para mediciones de baja frecuencia para evitar errores de medición causados ​​principalmente por el paso bajo. Tomando como ejemplo un dispositivo con gran atenuación, suponiendo que la frecuencia inicial de la medición es 1 kHz y el ifbw es 3 kHz, la pequeña señal atenuada por el dispositivo bajo prueba se convertirá a una señal de frecuencia intermedia (if) y puede pasar a través del filtro IF del receptor. En este momento habrá un problema. Como se muestra en la Figura 10, la frecuencia de la señal de fuga (paso LO) del oscilador local también está muy cerca de la frecuencia IF y también puede pasar a través del filtro IF, lo que provocará resultados de medición de respuesta de frecuencia falsos.

La Figura 11 muestra los resultados de la medición de un atenuador de 60 dB medido con el puerto de prueba de fase de ganancia del e5061b. La potencia de la señal de medición es - 10 dBm, la frecuencia de inicio de la medición es 1 kHz, si bw está configurado en 3 kHz y los atenuadores del canal de medición T y del canal de medición R están configurados en 20 dB. Puede ver en los resultados de medición mostrados que hay una respuesta de medición errónea causada por una alimentación baja cerca de la frecuencia inicial. Incluso cuando dispositivos de medición como filtros de paso bajo y la potencia de la señal de RF medida sea alta, ocurrirá una situación similar.

En este caso, la trayectoria medida cerca de la frecuencia inicial se volverá inestable debido a la interferencia del paso Lo que está muy cerca de la frecuencia de la señal de RF. Para evitar estos problemas, puede configurar el ifbw en un valor mucho más bajo que la frecuencia inicial (por ejemplo, configurarlo en 1/5 de la frecuencia inicial), o usar el modo I de ifbw auto (si el ancho de banda es automático). Cuando el instrumento realiza un escaneo logarítmico, el valor de ifbw se establecerá automáticamente de estrecho a ancho cada diez veces de cambio de frecuencia, de modo que el tiempo total de escaneo no sea demasiado largo. El modo automático ifbw del e5061b establece el valor de cada ifbw en una quinta parte de la frecuencia inicial de cada banda de diez octavas con el aumento de la frecuencia de escaneo.

Figura 10 error de medición causado por el paso bajo

Fig. 11 resultados de medición del atenuador de 60 dB (frecuencia de inicio = 1 kHz, ifbw = 3 kHz y automático)

Método de medición mediante sonda de alta impedancia.

El método de detección adecuado es muy importante para una medición precisa con una sonda de alta resistencia. Se debe prestar especial atención a la capacitancia de entrada de la sonda. La gran capacitancia de entrada de la sonda reducirá la impedancia de entrada de la sonda en condiciones de medición de alta frecuencia. Por ejemplo, si la capacitancia de entrada (CIN) de la punta de la sonda es 100 pF, su impedancia de entrada es 15.9 K Ω (1/(2 * pi * f * CIN)) cuando la frecuencia de medición es 100 kHz, que sigue siendo una impedancia alta. Sin embargo, si la frecuencia de medición aumenta a 10 MHz, su impedancia de entrada pasa a ser 159 Ω. Para muchos casos de medición, esta impedancia no es lo suficientemente alta. Además, la alta capacitancia de entrada de la sonda también afectará los resultados de medición de dispositivos sensibles a la carga capacitiva, como el filtro pasivo, el circuito resonante y algunos parámetros del amplificador determinados por las condiciones de capacitancia (como el margen de fase del amplificador). ). Para estas aplicaciones, si el analizador de red tiene un puerto de entrada de alta impedancia (por ejemplo, e5061b), es necesario utilizar el método de detección de baja capacitancia de entrada. La forma más sencilla de conectar el DUT durante la medición es conectar el DUT al puerto de entrada de alta impedancia del instrumento mediante un cable coaxial (por ejemplo, un cable BNC con una pinza de prueba en un extremo) o una sonda pasiva 1:1, como se muestra en Figura 12.

Si el rango de frecuencia de medición es inferior a 1 MHz y la capacitancia de entrada de la sonda como carga capacitiva no afectará al dispositivo bajo prueba, este método es una buena solución. En comparación con la sonda pasiva 10:1, este método de detección 1:1 no reducirá el rango dinámico de medición y puede tener una buena relación señal-ruido (SNR) incluso para señales pequeñas. La desventaja de este método es que la capacitancia de entrada de la sonda será alta debido a la superposición de la capacitancia del cable de prueba y la capacitancia del puerto de entrada de alta impedancia. Incluso si se utiliza un cable muy corto, la capacitancia de entrada al final del cable alcanzará decenas de PF. Por lo tanto, este método no es adecuado para mediciones de alta frecuencia con una frecuencia superior a 1 MHz, ni para mediciones sensibles a cargas capacitivas.

Figura 12 cable de prueba coaxial o sonda pasiva 1:1

Como se muestra en la Figura 13, la sonda pasiva 10:1 comúnmente utilizada en osciloscopios puede reducir la capacitancia de entrada de la sonda. Esta sonda está especialmente diseñada para usarse con un puerto de entrada de alta impedancia. 10: 1, la capacitancia de entrada al final de la sonda pasiva es generalmente de aproximadamente 10 PF, lo que permite utilizarla para una detección de frecuencia de medición más alta. De manera similar a la aplicación del osciloscopio general, si hay un puerto de medición de alta impedancia de entrada en el instrumento, es una forma común de utilizar una sonda pasiva 10:1 para la detección de alta impedancia. Su desventaja es que el rango dinámico de medición se reducirá en 20 dB debido a la influencia de la atenuación 10:1 de la sonda. Por tanto, este método no es adecuado para medir señales muy pequeñas.

La sonda activa tiene una alta resistencia de entrada y una capacitancia de entrada muy pequeña, y debido a que hay componentes del circuito activo cerca del puerto de la sonda, no atenuará la señal medida, como se muestra en la Figura 14. Por ejemplo, la resistencia de entrada//capacitancia de sonda activa 41800a (de DC a 50 Ω MHz) es de 100 K Ω // 3pf respectivamente. Además, puede conectar un adaptador 10:1 al final de la sonda para que la impedancia y capacitancia de la sonda alcancen 1 m Ω // 1.5 PF, pero esto reducirá el rango dinámico en 20 dB. Si necesita medir en un rango de alta frecuencia de más de 30 MHz, o el dispositivo bajo prueba es muy sensible a la carga capacitiva, le recomendamos elegir una sonda activa.

Figura 13 Sonda pasiva 10:1

Figura 14 sonda activa

Separación de señales en medición de proporciones.

Para medir el coeficiente de transmisión de dispositivos de 50 Ω, como el filtro pasivo con impedancia del sistema Z0 = 50 Ω, o el coeficiente de transmisión de dispositivos con impedancia característica Z0 de otros valores (la impedancia del sistema debe convertirse mediante un circuito coincidente) , es necesario separar las señales emitidas por la fuente de excitación del instrumento y enviarlas al receptor de medición del canal r (señal de referencia) del instrumento de 50 Ω y al puerto de entrada del dispositivo probado, respectivamente. Si el puerto de salida de la fuente de excitación utilizada no tiene un dispositivo de separación de señales incorporado (por ejemplo, un separador de potencia incorporado o un puente direccional incorporado), es necesario usar un dispositivo de separación apropiado para completar la separación de señales fuera del instrumento.

E5061b-3l5 tiene un puerto de prueba de parámetro S. Para medir las características de transmisión de la mayoría de los dispositivos de 50 Ω, el puerto de medición del parámetro S se puede utilizar sin dispositivos externos de separación de señales. Sin embargo, en algunas aplicaciones que necesitan utilizar el puerto de prueba de fase de ganancia del instrumento para medir el coeficiente de transmisión, como medir la impedancia de salida del convertidor CC-CC mediante el método de derivación, es necesario utilizar dispositivos externos de separación de señales.

Para el análisis de red general basado en dispositivos lineales de medición, el requisito más importante para los dispositivos de separación de señales es garantizar una impedancia de salida de la fuente de excitación de 50 Ω (coincidencia de fuente) durante la medición de la relación. El dispositivo de separación de señales más común y recomendado es el separador de potencia de resistencia dual, con un rango de frecuencia de CC a GHz, que puede garantizar una excelente impedancia de salida de la fuente en la medición de la relación.

La medición de la relación utilizando el separador de potencia que se muestra en la figura 15-a es equivalente a las dos mediciones completadas en la figura 15-b. El voltaje de CA (VO) en el punto de ramificación en la figura 15-a puede considerarse como los dos voltajes de fuente de excitación virtual en la figura 15-b. Como se muestra en la figura, la impedancia de salida de la fuente equivalente en la medición del canal r y del canal t es de 50 Ω, que suele ser la condición ideal de coincidencia de fuente para la medición de una red de 50 Ω.

Tenga en cuenta que el separador de potencia de resistencia dual solo es adecuado para medición de relación, no para medición de voltaje absoluto de impedancia del sistema de 50 Ω, porque la impedancia de salida física del separador es de 83.3 Ω desde la dirección del dispositivo probado, no de 50 Ω.

HIGO. Medición de relación de 15 líneas de un dispositivo de 50 Ω usando un separador de energía

Además del separador de potencia, otros dispositivos que pueden separar señales son el acoplador direccional de baja frecuencia o el distribuidor de potencia reactiva (acoplamiento de CA con transformador), y sus dos puertos de salida tienen un alto aislamiento (25 o 30 dB). El acoplador direccional Zfdc-15-6 (0.03 a 35 MHz, interfaz BNC) o distribuidor de alimentación ZFSC (0.002 a 60 MHz, interfaz BNC) producido por (minicircuits. Com) es uno de los productos representativos. Aunque su frecuencia máxima es sólo de unos 30 MHz o 60 MHz, y la frecuencia de baja frecuencia sólo puede alcanzar unos pocos kHz o decenas de kHz, estos dispositivos son opciones ideales cuando el rango de frecuencia puede cumplir con los requisitos de la aplicación. Debido al alto aislamiento entre sus dos puertos de salida, la señal reflejada desde el puerto de entrada de la pieza probada no ingresará directamente al receptor del canal r, por lo que no afectará los resultados de la medición del canal r.

Si los dispositivos anteriores se utilizan como dispositivos de separación de señales en la medición de relaciones, el efecto de su coincidencia de fuente equivalente no será tan bueno como el de usar un separador de potencia de doble resistencia. Para mejorar el efecto de la coincidencia de fuentes, a veces es necesario conectar un atenuador (aproximadamente 6 dB) entre su puerto de salida y el dispositivo bajo prueba. La ventaja de este dispositivo de separación de señal sobre el separador de potencia es que su impedancia de salida de fuente absoluta (adaptación de puerto) es de 50 Ω, lo que le permite medir el voltaje absoluto en un entorno de 50 Ω, aunque en general, la medición de voltaje absoluto en condiciones bajas. -Las aplicaciones de medición de frecuencia no son tan significativas como las de RF.

El valor de resistencia de los tres brazos de resistencia del distribuidor de potencia de resistencia compuesto por tres resistencias es Z0/3. Este separador de potencia no es adecuado para medir relaciones. Si tomamos el punto de ramificación del divisor de potencia de tres resistencias como fuente de señal virtual (similar al divisor de potencia de doble resistencia), la impedancia de salida de la fuente equivalente no es 50 Ω, sino 50/3 = 16.7 Ω, y el aislamiento entre los Los puertos de salida son bajos (sólo 6 dB). A menos que la impedancia de entrada del dispositivo bajo prueba tenga una precisión de 50 Ω, el uso de un divisor de potencia de tres resistencias en la medición de la relación producirá un error de medición grave.

Figura 16 acoplador direccional/puente

Figura 17 divisor de potencia de resistencia (no aplicable a la medición de relación)

Medición de grandes dispositivos de atenuación en el rango de baja frecuencia.

Error de medición

Para dispositivos con gran atenuación medida por el analizador de red tradicional de baja frecuencia, cuando la frecuencia de medición es inferior a 100 kHz, es probable que los resultados de la medición se vean afectados por los errores relacionados con el bucle de conexión a tierra del cable de prueba. Estos errores serán obvios al medir CMRR y PSRR de un amplificador de baja frecuencia. El problema más grave es el error causado al medir la resistencia del blindaje del cable (la resistencia de la trenza metálica), que no puede ignorarse en el rango de baja frecuencia por debajo de 100 kHz.

La Fig. 18 es un caso de medición de un dispositivo de atenuación grande utilizando un analizador de red. Cuando el valor de atenuación del dispositivo bajo prueba es muy alto, el voltaje de salida Vo del dispositivo bajo prueba será muy pequeño. Idealmente, la tensión alterna medida por el receptor de medición VT también debería ser vo.

Sin embargo, en el rango de baja frecuencia, es probable que el ruido externo de modo común ingrese al bucle de conexión a tierra del cable de prueba entre la fuente de excitación y el receptor, como se muestra en la Figura 18. La caída de voltaje en la resistencia RC2 de la capa de blindaje exterior de El cable de medida es vc2. Dado que el voltaje medido Vo en sí es un valor pequeño, el voltaje vc2 causará el error de medición de voltaje del receptor VT, por lo que el valor de atenuación medido final será incorrecto.

Según la diferente relación de fase entre VO y vc2, el valor de atenuación real medido puede ser mayor o menor que el valor de atenuación real del dispositivo bajo prueba. O, en algunos casos, habrá un hundimiento evidente en la trayectoria de los resultados de la medición.

Fig. 18 error de medición causado por la resistencia del blindaje del cable (1)

El bucle de conexión a tierra del cable de prueba provocará errores de medición adicionales en el rango de medición de baja frecuencia. Puede imaginarse que el dispositivo bajo prueba tiene una ruta de señal en derivación y su impedancia Zsh es muy pequeña. Un ejemplo típico es utilizar el método de derivación para medir la impedancia en miliohmios de los componentes de la red de distribución de energía en la banda de baja frecuencia, como la impedancia del convertidor CC-CC y el condensador de derivación de gran capacidad.

Idealmente, la señal de la fuente de excitación debería regresar al lado de la fuente de excitación a través del blindaje metálico externo del cable de medición después de pasar a través del dispositivo bajo prueba.

Sin embargo, durante la prueba de baja frecuencia, la corriente de la fuente de excitación también fluirá hacia la capa protectora del cable de prueba en el lado del receptor de medición del canal T. De manera similar al fenómeno del ruido de modo común, la corriente de la fuente de excitación que fluye hacia la capa protectora del cable de medición del canal en T producirá una caída de voltaje vc2 en la resistencia RC2 de la capa protectora exterior del cable de medición, lo que provocará errores en los resultados de la medición del receptor vt. En este caso, el valor de atenuación medido será mayor que el valor de atenuación real de la pieza probada.

Cabe señalar que estos errores de medición relacionados con el bucle de tierra del cable de prueba solo ocurrirán en el rango de frecuencia de medición inferior a 100 kHz. En el rango de frecuencia de medición más alto, la inductancia del cable de prueba coaxial actúa como un inductor de modo común (balun), de modo que la corriente que causa el error en el resultado de la medición no pasará a través de la capa protectora del cable de medición en el lado del VT. receptor.

Fig. 19 error de medición causado por la resistencia del blindaje del cable (2)

Medición de grandes dispositivos de atenuación en el rango de baja frecuencia.

Soluciones tradicionales

En la actualidad, existen varias técnicas para minimizar el error de medición descrito anteriormente. Tradicionalmente, el método más utilizado es enfundar el pequeño anillo magnético en el cable de prueba o enrollar el cable de prueba en el anillo magnético grande durante varias vueltas. El circuito equivalente que utiliza el método del anillo magnético se muestra en la Figura 20. El anillo magnético puede aumentar la impedancia del blindaje del cable de medición y suprimir la corriente que fluye a través del blindaje del cable sin afectar la corriente que fluye hacia el conductor central del cable de medición y regresa. al lado de la fuente de excitación.

La impedancia generada por la inductancia del propio anillo magnético en la capa protectora del cable de medición reducirá la corriente de ruido de modo común que fluye a través del bucle de conexión a tierra y la corriente de la fuente de excitación que fluye hacia la capa protectora del cable de medición en el lado del Receptor de TV. Además, también se utiliza un anillo magnético en el cable de medición en el lado de la fuente de excitación para devolver la corriente de la fuente de excitación al lado de la fuente de excitación a través de la capa protectora del cable.

Pero, de hecho, este método no es fácil de realizar, porque necesitamos encontrar un anillo magnético de alta calidad con alta inductancia (alta permeabilidad), para que pueda eliminar por completo el error en el rango de frecuencia de medición muy bajo. Además, a veces es difícil juzgar si el anillo magnético está funcionando de manera efectiva, especialmente cuando las características de atenuación del dispositivo bajo prueba son desiguales.

Para esta aplicación, el núcleo del anillo que recomendamos es metglas Finemet f7555g（ Φ 79 mm) 。 Consulte www.metglas.com com.

HIGO. 20 solución de uso de anillo magnético para reducir el error de medición

Solución usando e5061b-3l5

El puerto de prueba de fase de ganancia (5 Hz a 30 MHz) del e5061b-3l5 tiene una arquitectura de hardware única, que puede eliminar el error de medición causado por el bucle de tierra del cable de prueba desde la fuente de señal hasta el receptor. La Fig. 21 es un diagrama de bloques simplificado de medición utilizando un puerto de prueba de fase de ganancia. El receptor está conectado en serie con una impedancia semiflotante | ZG | que es de aproximadamente 30 Ω en el rango de baja frecuencia por debajo de 100 kHz. De manera similar al caso del uso de un anillo magnético, podemos ver intuitivamente que la impedancia | ZG | Evita la corriente de blindaje del cable de medición. Alternativamente, asumimos que la oscilación de voltaje en el lado de conexión a tierra del dispositivo bajo prueba es VA, como se muestra en la Figura 21. Dado que rshieid es mucho menor que la impedancia de entrada del receptor en 50 Ω, VT se puede obtener aproximadamente de la siguiente manera fórmula:

VT=Vc2+Vo=Va x Rc2/(Rc2+Zg）+Vo

Debido a que RC2 < < ZG |, el primer término de la fórmula anterior se puede ignorar, VT es casi el VO que realmente necesitamos medir. Por lo tanto, al minimizar la influencia de la resistencia del blindaje, se puede medir correctamente la gran atenuación o impedancia paralela en miliohmios del dispositivo bajo prueba. El puerto de prueba de fase de ganancia del e5061b puede medir de manera fácil y precisa grandes valores de atenuación en el rango de baja frecuencia.

Por otro lado, al igual que otros analizadores de redes de baja frecuencia existentes, el receptor de medición del puerto de prueba de parámetros S del e5061b-3l5 adopta una arquitectura de conexión a tierra estándar. Si el puerto de prueba del parámetro S (por ejemplo, cuando la frecuencia de medición excede los 30 MHz y el puerto de prueba de fase de ganancia no se puede usar para la medición) se usa para medir el dispositivo de atenuación grande de baja frecuencia, aún es necesario usar el anillo magnético. para eliminar el error causado por el bucle de conexión a tierra del cable de prueba.

Figura 21 solución usando e5061b - puerto de prueba de fase de ganancia 3l5

Efectividad del puerto de prueba de fase de ganancia

La Fig. 22 muestra los resultados de la medición de transmisión del atenuador coaxial de 90 dB con el puerto de prueba de parámetros e5061b ＾ s y el puerto de prueba de fase de ganancia. El rango de frecuencia de prueba es de 100 Hz a 10 MHz. La pista de medición del canal 1 a la izquierda en la figura es el resultado de la medición del puerto de prueba del parámetro S. Como se muestra en la figura, los resultados de la medición sin utilizar el núcleo magnético muestran resultados de medición incorrectos con valores grandes en la banda de baja frecuencia, lo cual es causado por el error causado por el bucle de tierra del cable de prueba entre la fuente de excitación y el receptor. Otra pista en la misma figura es el resultado de la medición después de agregar un anillo magnético al cable de prueba. Aunque el resultado de la medición en la banda de baja frecuencia ha mejorado, el resultado de la medición en la banda de muy baja frecuencia aún no es lo suficientemente preciso.

La pista de medición del canal 2 en el lado derecho de la figura es el resultado de la medición utilizando el puerto de prueba de fase de ganancia. Como se muestra en la figura, este método puede medir correctamente la atenuación de -90 dB cuando la frecuencia de medición es inferior a 100 Hz, y los resultados de la medición no se verán afectados por el bucle de conexión a tierra del cable de prueba.

Fig. 22 comparación de los resultados de medición obtenidos mediante tres métodos de medición diferentes

Ejemplo de medición de amplificador operacional

Ganancia de bucle cerrado

Las siguientes secciones detallan ejemplos de medición de diversas características de respuesta de frecuencia de amplificadores operacionales.

La Figura 23 muestra un ejemplo de medición de la configuración de ganancia de bucle cerrado de un amplificador inversor simple (AV = - 1) con un puerto de prueba de fase de ganancia (frecuencia de medición de hasta 30 MHz).

Para minimizar la influencia de la capacitancia de la sonda en las condiciones de carga del amplificador, se recomienda utilizar una sonda 10:1, que tiene una capacitancia de entrada relativamente pequeña.

Para medir con precisión las características de respuesta de frecuencia de ganancia y fase, es necesario calibrar el punto de sonda del canal de medición T en el punto de prueba TP1, para eliminar los errores de ganancia y fase entre las dos sondas.

Fig. 23 ejemplo de configuración de medición de ganancia de anillo usando el puerto de prueba de fase de ganancia

Si necesita medir las características de respuesta de frecuencia del amplificador en frecuencias superiores a 30 MHz, debe utilizar el puerto de prueba del parámetro S y la sonda activa. La Figura 24 muestra un ejemplo de configuración. Debemos calibrar el punto de sonda en el punto de prueba TP1 para una respuesta directa. Debido a que la impedancia de entrada del receptor del canal R es de 50 Ω, necesitamos configurar el punto de referencia en TP1 para poder medir la función de transferencia de voltaje de los puertos de entrada y salida del dispositivo bajo prueba.

La Figura 25 muestra un ejemplo de medición de ganancia de bucle cerrado de un amplificador operacional de alta velocidad con puerto de prueba de parámetro S de sonda activa e5061b y 41800a. El cursor está ubicado en la frecuencia de corte de -3 dB, lo que indica que el ancho de banda del circuito amplificador es de aproximadamente 20 MHz.

Fig. 24 ejemplo de configuración de medición de ganancia de anillo utilizando el puerto de prueba del parámetro S

Frecuencia = 100 Hz a 100 MHz
Potencia de la fuente de excitación = 0dbm
Si el ancho de banda es automático (límite superior = 1 kHz)

Figura 25 ejemplo de medición de ganancia en bucle cerrado

Ganancia de bucle abierto

Existen muchos métodos para medir la ganancia en bucle abierto de un amplificador operacional. El método más común es medir la relación de voltaje VT/VR en el circuito, como se muestra en la Figura 26. Suponiendo que la ganancia de bucle abierto del amplificador operacional es a, si la corriente es IR2, se puede obtener la siguiente fórmula:

(VT-VR)/R2 = {VT-(-A x VR)}/Zsalida

Si zout < R2, la relación de voltaje VT / VR se puede calcular de acuerdo con la siguiente fórmula

VT/VR = (-A-Zsalida/R2)/(1-(Zsalida/R2)) = -A

Para amplificadores operacionales de alta ganancia, si la ganancia de bucle cerrado AV es muy pequeña (por ejemplo, AV = - R2 / R1 = - 1), el voltaje VR será demasiado pequeño para medirlo con precisión, especialmente cuando la ganancia de bucle abierto es muy pequeña. alto en el rango de baja frecuencia.

En el área de trabajo lineal, si la ganancia de circuito cerrado AV aumenta, el voltaje VR también aumentará proporcionalmente y será más fácil de medir con un instrumento. Por ejemplo, si AV = R2 / R1 = 10, VR será el valor de VR cuando AV = 1.

Fig. 26 ejemplo de configuración de medición de ganancia en bucle cerrado

La Fig. 27 muestra un método de configuración para medir con un puerto de fase de ganancia. El resultado de la medición de la relación T/R puede representar directamente la ganancia de bucle abierto a. Para medir con precisión las características de respuesta de frecuencia de la fase sin verse afectado por las condiciones de carga causadas por una gran capacitancia de la sonda, se debe utilizar una sonda pasiva 10:1 en lugar de un cable de prueba coaxial.

Fig. 27 ejemplo de configuración de medición de ganancia en bucle abierto utilizando el puerto de prueba de fase de ganancia

La Fig. 28 muestra los resultados de la medición de la ganancia de bucle abierto del amplificador operacional bajo la condición de ganancia unitaria (R1 = R2 = 1 K Ω) medida por el método de configuración de fase de ganancia de la Fig. 27, y el rango de frecuencia de prueba es de 10Hz a 30MHz. El margen de fase se puede derivar de estas mediciones. Suponiendo que no hay cambio de fase, simplemente encuentre la función de transferencia de la ruta de retroalimentación 阝: RI / () I + R2) = & frac12; =- línea de 6 dB y luego coloque el cursor en el punto de + 6 dB para encontrar la ganancia del bucle IA & veces;阝] = 0 dB intersección. El margen de fase se puede leer directamente desde la posición correspondiente del cursor en la pista de fase, al igual que la función de transferencia cíclica ax 阝 (incluida la inversión de 180 grados) que vemos en el puerto de entrada del amplificador operacional.

La fluctuación de la traza en la región de alta ganancia es causada por la degradación del rendimiento dinámico causada por la pérdida de 20 dB de la sonda pasiva. Debido a que medimos la ganancia de bucle abierto bajo la ganancia unitaria del amplificador, el voltaje de CA medido por el receptor del canal r será muy pequeño en la región de alta ganancia, lo que provocará la fluctuación de la traza. La fluctuación de la traza en la región de alta ganancia no es un problema para medir el margen de fase de los datos medidos en la región de baja ganancia.

Sin embargo, si también desea medir una ganancia muy alta en el rango de baja frecuencia, debe reemplazar la sonda pasiva 10:1 con un cable de prueba coaxial y medir otra ganancia de bucle abierto por separado. El atenuador del receptor del puerto R se ajustará a 0 dB y el atenuador del receptor del puerto T se ajustará a 20 dB, de modo que se pueda medir una tensión muy pequeña en el receptor del canal r en condiciones de muy baja tensión. Buena relación señal-ruido. Tenga en cuenta que esta configuración de medición solo es aplicable al rango de frecuencia media y baja, donde la ganancia de bucle abierto es relativamente alta y el voltaje en el receptor del canal r no excederá el nivel de entrada máximo del receptor (el atenuador es establecido en 0d).

Fig. 28 ejemplo de medición de fase y ganancia en bucle abierto utilizando puertos de fase de ganancia

Si la ganancia de bucle abierto del amplificador operacional se mide a más de 30 MHz, se utilizará la sonda activa y el puerto de prueba del parámetro S. Dado que solo se permite una sonda activa para el puerto de prueba del parámetro S, es necesario utilizar el método de medición de dos pasos. Los pasos específicos son los siguientes:

1．Calibre la respuesta de la sonda en el punto de prueba TPI.

2．Mida S21 con el punto de sonda en el punto de prueba TP2 y almacene los datos de la línea de seguimiento a través de datos -> operación MEM (el primer paso de la medición).

3. Conecte un condensador virtual a TP2 y luego mida S21 en el punto de prueba TP3 (el segundo paso de la medición).

4. Utilizando la función de cálculo matemático del instrumento, divida el resultado de la medición del segundo paso por los datos (datos/memoria) ya almacenados en el registro del primer paso para obtener el resultado de la ganancia de bucle abierto.

La capacitancia virtual conectada en la medición del segundo paso es la misma que la capacitancia de la sonda en la medición del primer paso. Dentro del rango de medición de alta frecuencia, afectará la estructura de medición de la fase de bucle abierto. La capacitancia de esta capacitancia virtual debe ser la misma que la capacitancia de entrada de la sonda activa.

Si necesita medir una ganancia de bucle abierto muy alta, es mejor utilizar un anillo magnético en el cable de prueba para eliminar el error de medición causado por el bucle de conexión a tierra, que puede afectar los resultados de la medición de señales muy pequeñas en el primer paso. .

Fig. 29 ejemplo de configuración de medición de ganancia en bucle abierto utilizando una sonda activa

La Fig. 30 muestra un ejemplo de medición de ganancia y fase de circuito abierto con la configuración de la Fig. 29. La pista 1 es el resultado de la respuesta medido en el punto de prueba TP2. Es la relación entre el voltaje de entrada y el voltaje atenuado en TP2. La pista 2 es la respuesta medida en el punto de prueba TPB, que es la ganancia y la fase de bucle cerrado. La trayectoria 3 es la ganancia y la fase de bucle abierto calculadas a partir de estos resultados de medición, que se obtienen realizando cálculos de funciones matemáticas (datos/memoria) en la trayectoria medida.

Como se mencionó anteriormente, el margen de fase es el valor del resultado de la medición de fase correspondiente cuando la ganancia de bucle abierto es igual a 6 dB. En este momento, la ganancia del bucle es 0 dB. En este ejemplo, el margen de fase es de aproximadamente 86 grados.

Figura 30 ejemplo de medición de fase y ganancia en bucle abierto utilizando una sonda activa

Relación de rechazo de modo común CMRR

La CMRR (relación de rechazo de modo común) de amplificadores operacionales y otros amplificadores diferenciales de baja frecuencia suele ser difícil de medir porque es necesario medir una atenuación de entrada de modo común muy grande. La relación de rechazo del modo común se define como CMRR = ad/AC, donde ad es la ganancia del modo diferencial y AC es la ganancia del modo común. La Figura 31 muestra la configuración de medición con puerto de prueba de fase de ganancia. Para medir valores de atenuación elevados, es necesario conectar el receptor y la pieza probada con un cable de prueba coaxial en lugar de una sonda pasiva 10:1 con una pérdida de 20 dB.

Puede girar el interruptor SW1 a la posición a para medir la ganancia (atenuación) de modo común AC y el SW1 a la posición B para medir la ganancia diferencial ad. Luego, CMRR se calcula según AD/AC (= 20 & times; log (AD/AC) en DB). La ganancia diferencial del circuito es IADI = R2 / R1 = 10, y su ganancia de modo común AC es 10 veces (es decir, 20 dB) cuando IADI = 1. Este método de medición puede hacer que el instrumento mida CMRR de más de 100 dB.

Debido a que el puerto de prueba de fase de ganancia es una arquitectura de receptor semiflotante, puede medir con precisión el CMRR alto eliminando el error de medición causado por el bucle de conexión a tierra del cable de prueba.

Fig. 31 ejemplo de configuración de medición CMRR de relación de rechazo en modo común utilizando el puerto de prueba de fase de ganancia

CMRR con frecuencia superior a 30 MHz se puede medir utilizando el puerto de prueba del parámetro S y la sonda activa. En este caso, es necesario utilizar un anillo magnético en el cable de prueba, como se muestra en la Figura 32, para eliminar el error de medición causado por el ruido de modo común. Se puede utilizar el anillo magnético Metglas Finemet f7555g (Φ 79 mm): metglas. es)。

Figura 33. Muestra un ejemplo de medición con un puerto de prueba de fase de ganancia. La pista 1 representa la ganancia de modo común AC y la pista 2 es la ganancia de modo diferencial ad (= 20 dB). Al eliminar la influencia del bucle de conexión a tierra, se puede medir con precisión la ganancia de modo común CA de aproximadamente -90 dB. La trayectoria 3 es el CMRR calculado a partir de estos resultados. El cursor sobre él indica que el CMRR es de aproximadamente 80 dB a 100 kHz. En el rango de baja frecuencia, CMRR es superior a 100 dB.

Figura 32 ejemplo de configuración de medición CMRR utilizando el puerto de parámetro S

Frecuencia = 100 Hz a 100 MHz
Potencia de la fuente de excitación
Para medición de CA: 0 dBm
Para medición de anuncios: - 15 dBm
Si ancho de banda = automático (máx. 100 Hz)
Configuración de atención del receptor
Medición de CA: 20 dB (canal R)
0 dB (canal t)
Medición de anuncios: 20 dB (canal r y canal t)
En este ejemplo de medición, el equilibrio entre RI y R2 no está completamente optimizado.

Figura 33. Ejemplo de medición CMRR utilizando el puerto de fase de ganancia

Relación de rechazo de potencia (PSRR)

La relación de rechazo de potencia (PSRR) del amplificador es otro parámetro difícil de medir porque requiere la medición de un gran valor de atenuación. Aquí, se define como PSRR = AV / AP, donde AV es la ganancia de circuito cerrado del circuito amplificador y AP es la ganancia desde el puerto de entrada (positivo/negativo) de la fuente de alimentación al puerto de salida. De manera similar a la medición CMRR, AP es directamente proporcional a AV en el rango operativo lineal.

La Fig. 34 muestra un ejemplo de configuración de medición de PSRR (PSRR positivo) con un puerto de fase de ganancia. Dado que IAVI = R2 / R1 = 1, la ganancia medida del circuito se indica directamente como el recíproco de PSRR (= 1 / AP, un valor DB con un valor negativo) del amplificador operacional. La señal de la fuente de excitación medida se aplica al polo positivo de la fuente de alimentación y tiene un voltaje de polarización de CC. El e5061b tiene una fuente de polarización de CC incorporada que le permite conectar internamente una polarización de voltaje de CC a la señal de CA de la fuente de excitación.

Fig. 34 ejemplo de configuración de medición de PSRR utilizando el puerto de prueba de fase de ganancia

El PSRR con frecuencia superior a 30 MHz se puede medir utilizando el puerto de prueba del parámetro S y la sonda activa. De manera similar a la medición CMRR usando el puerto de prueba del parámetro S, recomendamos usar el anillo magnético en el cable de prueba para eliminar el error de medición causado por el bucle de conexión a tierra del cable de prueba. La Figura 36 muestra un ejemplo de medición de PSRR con un puerto de prueba de fase de ganancia. El cursor muestra que el PSRR es de aproximadamente -87 dB a 1 kHz. E5061b-3l5 tiene función de monitoreo de CC, que se puede utilizar para verificar el valor del voltaje de CC realmente aplicado al dispositivo probado.

Figura 35 ejemplo de configuración de prueba PSRR usando el puerto de prueba del parámetro S

Fig. 36 ejemplo de medición de PSRR utilizando el puerto de prueba de fase de ganancia

impedancia de salida

La medición de la impedancia de salida del amplificador operacional no es la medición de parámetros de transmisión de dos puertos, sino la medición de la impedancia de un solo puerto. Normalmente, la impedancia de salida de circuito cerrado de los amplificadores operacionales varía desde decenas de miliohmios en bajas frecuencias hasta 100 ohmios en altas frecuencias. Para medir completamente dentro de este rango de impedancia, el método de medición de reflexión será una solución adecuada. La Fig. 37 muestra un ejemplo de configuración para medir la impedancia de salida de bucle cerrado de un amplificador operacional. La calibración de circuito abierto/cortocircuito/carga (calibración de puerto único completo) se debe realizar durante la medición.

Fig. 37 ejemplo de configuración de medición de impedancia de salida

La Fig. 38 es un ejemplo de medición de impedancia de salida de bucle cerrado. La traza medida muestra la amplitud del valor de impedancia trazada mediante el cálculo de la función de conversión de impedancia. El trazo de la izquierda muestra la impedancia de salida en escala logarítmica [20x log izi DB]. La traza de la derecha muestra la impedancia de salida en escala lineal [Ω].

Figura 38 ejemplo de medición de impedancia de salida

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